新一代基站中接收器通道的設計改進(jìn)論文
[摘要]隨著(zhù)移動(dòng)通信技術(shù)的不斷更新，基站也必須大幅提高數據傳輸率及語(yǔ)音傳輸量以支持新的功能。但若要確保傳輸的語(yǔ)音清晰和信號準確無(wú)誤，就需要采用穩定可靠的高性能、高電源效率的信號路徑解決方案。本文討論了有關(guān)系統的各種最新要求，并分析怎樣挑選合適的元件。
[關(guān)鍵詞]新一代基站;3G;解決方案
0引言
世界各國在推動(dòng)第三代移動(dòng)通信系統(3C)商用化的同時(shí)，已將研究重點(diǎn)轉入后3C或4C移動(dòng)通信的研究，越來(lái)越多的研究人員開(kāi)始轉入對新一代移動(dòng)通信系統的研究。后3G的出現意味著(zhù)需要測試更多的基站，檢查新的更加復雜的參數，同時(shí)出現破壞性干擾的概率也正在不斷提高。
1目前采用的無(wú)線(xiàn)設計架構
目前，比較流行的基站架構如圖所示。它主要由兩部分組成，基帶處理單元和射頻單元，他們之間是通過(guò)光纖來(lái)連接的，光纖上的標準現在比較流行的是CPRI或OBSAI，不同的基站供應廠(chǎng)商會(huì )提供不同的標準。這種架構有很多優(yōu)點(diǎn)，更加容易覆蓋，而且覆蓋更加合理，對于基站無(wú)線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )的布局也更加有效。因此，現在絕大多數的基站都在采用這一技術(shù)的基站運用到無(wú)線(xiàn)通信當中。
2基站接收器通道的設計考慮與解決方案
圖1是一典型接收機的架構圖，框圖當中有兩次變頻，這就是我們傳統的低中頻采樣方式，之所以采用兩次變頻，主要是受限于A(yíng)DC技術(shù)的發(fā)展。由于在5年前，ADC的采樣頻率不是很高，所以必須采用一個(gè)低中頻的方案。隨著(zhù)ADC技術(shù)的不斷發(fā)展，它的采樣率越來(lái)越高，比特數也在增長(cháng)，目前可以達到200Msps，這樣我們就可以采用一個(gè)高中頻的方案。高中頻采樣是現在比較流行的采樣技術(shù)，運用較廣較多。
圖1接收機架構圖
數字信號輸出零中頻采樣。零中頻方案由于它自身的缺陷，目前還不能在多載波系統中得到很好的解決，所以零中頻方案在實(shí)際的系統當中，在多載波當中應用的非常少。
射頻采樣。該技術(shù)目前主要是軟件無(wú)線(xiàn)電接收的架構，同樣由于A(yíng)DC本身技術(shù)的限制，目前ADC的采樣數在射頻采樣中不能做的很高，同時(shí)它不能保證其全功率帶寬能夠滿(mǎn)足射頻采樣的需求，所以目前射頻采樣也沒(méi)有被采用。
2.1模數轉換器的技術(shù)參數規定
在系統設計之初，主要考慮的問(wèn)題就是頻率的選擇，即中頻放在什么地方，ADC采樣率放在什么地方，但由于信號的帶寬主要是由標準來(lái)決定的，比如WCDMA是3.84M的帶寬，多載波只有幾個(gè)載波，所以設計系統之初對于頻率選擇的好壞將會(huì )對器件的性能要求苛刻，一個(gè)好的頻率選擇，可以放松對一些主要器件性能的要求，比方說(shuō)ADC的性能。
按照傳統的尼奎斯特理論，采樣率必須是信號帶寬的兩倍，即f>2 xBH，。但實(shí)際當中我們會(huì )發(fā)現，實(shí)際系統中采樣率比信號帶寬要高得多，這主要是由于，一個(gè)高的信號帶寬，它可以對鏡像抑制，也就是鏡像會(huì )離有用信號遠一些，較易加以濾波，這樣一來(lái)，在模擬部分和數字部分做鏡像抑制是非常容易的。同時(shí)，高的采樣率會(huì )帶來(lái)較好的基帶處理增益，有較高的頻帶內信噪比，這樣也會(huì )放松對模擬前端的設計需求。因此，我們最終會(huì )發(fā)現，ADC的采樣率會(huì )遠遠高于信號帶寬。那么，在保證輸入帶寬不變的情況下，只提高采樣頻率(工)，便可采用信噪比較低的ADC。
如果我們將輸入的模擬帶寬和輸入的頻率(fN)保持不變，可以改變采樣時(shí)鐘的頻率點(diǎn)即采樣率便可改變頻帶內的諧波跌幅，即二次諧波、三次諧波疊加到有用信號的帶寬內。
2.2接收路徑的靈敏度
靈敏度是接收機可以接收的最小信號，它決定著(zhù)整個(gè)基站的覆蓋范圍以及整個(gè)基站的容量。影響接收機接收性能的主要因素是噪聲，噪聲越低，其接收的有用信號也可以越低，這樣覆蓋范圍就會(huì )越大。影響接收機的噪聲有以下幾種：較強的阻塞信號.天線(xiàn)口輸入的.熱噪聲(一般是固定值=174);整個(gè)接收鏈路的器件噪聲，即器件本身的噪聲系數。
由于整個(gè)接收鏈當中本振、ADC采樣時(shí)鐘，它們并不是一個(gè)理想的單音信號，也會(huì )有一定的相位噪聲，而相位噪聲疊加到有用信號當中同樣會(huì )使整個(gè)信號的噪聲提高，這樣也就給我們提出了降敏需求，所以在設計中要加入降敏技術(shù)，給整個(gè)噪聲的設計留有一定的余量。
2.3數字可變增益放大器(DVGA)及模數轉換器信噪比在決定整個(gè)系統的噪聲系數之前，先決定整個(gè)系統的最大增益。
最大增益=滿(mǎn)標度輸入一信號回退一最高阻塞信號目前，最大增益一般都是由其最大的阻塞信號來(lái)決定的。信號回退主要是由于目前都是調制信號，都有一定的分均比，比如CDMA信號等。為了保證ADC的不溢出，都要根據其分均比對其做信號回退。滿(mǎn)標度輸入，即ADC的滿(mǎn)量程輸入，根據公式可以決定接收機模擬部分的最大增益。但由于一些單載波的信號當中，我們可以在系統中加DVGA，這樣可以在輸入小信號的時(shí)候，增益可以更大些;在輸入大信號，其中含有較強阻塞信號的時(shí)候，可以把增益變得小一些，這樣可以增加整個(gè)鏈路的動(dòng)態(tài)范圍。換句話(huà)說(shuō)，即可以降低對ADC的需求。這個(gè)一般單載波系統中會(huì )用到，但是在多載波系統中，也會(huì )加入DVCA，主要是為了補償通道間的不一致性，以及對一些高低溫試驗的漂移的補償。
2.3.1模數轉換器的最低噪聲
下圖形象的給出了整個(gè)噪聲包括天線(xiàn)口的熱噪聲，整個(gè)鏈路的噪聲系數，以及一些降敏需求。在A(yíng)DC輸入端整個(gè)噪聲由天線(xiàn)熱噪聲、降敏系數、噪聲系數以及整個(gè)鏈路的增益決定，通過(guò)這些可以計算出ADC輸入端的噪聲。同時(shí)，ADC自身也會(huì )有噪聲，據設計經(jīng)驗，ADC自身的噪聲要比輸入端的噪聲低lOdB，故ADC的噪聲不會(huì )決定或改變整個(gè)鏈路的噪聲，也就是說(shuō)，設計瓶頸不在A(yíng)DC。如果發(fā)現ADC噪聲與輸入噪聲很接近的話(huà)，說(shuō)明ADC的精度選擇過(guò)低，需嘗試選高精度的ADC，比如從12比特升到14比特。模數轉換器的最低噪聲會(huì )成為天線(xiàn)加脫敏加最低噪聲加增益之外的另一噪聲源。
圖2系統內.噪聲的組成
2.3.2模數轉換器的噪底與信嗓比的關(guān)系
已知ADC的輸入噪聲，又知ADC本身的噪聲要比輸入噪聲低lOdB，便可得到ADC的噪底，也可以通過(guò)ADC的噪底，反推出該ADC所需要的SNR。根據SNR我們可以要求ADC的精度。
以下給出了它們的換算關(guān)系：
Vroiu=頻帶內的最低噪聲密度視為白噪聲(V/rtHzdBm/Hz)
可以得到它的SNR及其與噪底間的對應關(guān)系。根據已知可以推算出ADC的輸入阻抗及其自身的噪底，并相互做比較。根據前面的考慮可以計算出帶內的SNR，若SINAD大于解調門(mén)限，則系統沒(méi)有問(wèn)題，若小于解調門(mén)限，必須回頭看是哪部分帶來(lái)的噪聲大了，使整個(gè)帶內的噪聲比真正基帶的解調門(mén)限要小，就必須降低某部分的噪聲，來(lái)改善SINAD指標�？赡苁茿DC的選擇不合適，也可能是模擬部分的噪聲系數太高了或者其它的因素。所以，整個(gè)頻帶內的信噪比決定了基站的靈敏度，判斷不同廠(chǎng)家基站的好壞，靈敏度是重要的指標。
3結論
由于新一代的無(wú)線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )基站必須有極高的靈敏度、卓越的功率放大器線(xiàn)性表現，以及強勁的噪聲抑制能力。因此，基站的不同系統必須經(jīng)過(guò)特別的設計考慮才能符合這些要求。一個(gè)高性能的解決方案不僅能夠滿(mǎn)足基站信號路徑的要求，還能解決新一代基站基建設備的系統設計問(wèn)題。
參考文獻
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